摘 要：本文介紹了電動自行車無刷電機控制器的熱設計。其中包括控制器工作原理的介紹、MOSFET功率損耗的計算、熱模型的分析、穩態溫升的計算、導熱材料的選擇、熱仿真等。
關鍵詞：電動自行車 控制器 MOSFET熱設計

1. 引言

由于功率MOSFET具有驅動電流小、開關速度快等優點，已經被廣泛地應用在電動車的控制器里。但是如果設計和使用不當，會經常損壞MOSFET，而且一旦損壞后MOSFET的漏源極短路，晶圓通常會被燒得很嚴重，大部分用戶無法準確分析造成MOSFET損壞的原因。所以在設計階段，有關MOSFET的可靠性設計是致關重要的。

MOSFET通常的損壞模式包括：過流、過壓、雪崩擊穿、超出安全工作區等。但這些原因導致的損壞最終都是因為晶圓溫度過高而損壞，所以在設計控制器時，熱設計是非常重要的。MOSFET的結點溫度必須經過計算，確保在使用過程中MOSFET結點溫度不會超過其最大允許值。

2. 無刷電機控制器簡介

由于無刷電機具有高扭矩、長壽命、低噪聲等優點，已在各領域中得到了廣泛應用，其工作原理也已被大家廣為熟知，這里不再詳述。國內電動車電機控制器通常工作方式為三相六步，功率級原理圖如圖1所示，其中Q1, Q2為A相上管及下管；Q3, Q4為B相上管及下管；Q5, Q6為C相上管及下管。MOSFET全部使用AOT430。 MOSFET工作在兩兩導通方式，導通順序為Q1Q4→Q1Q6→Q3Q6→Q3Q2→Q5Q2→Q5Q4→Q1Q4，控制器的輸出通過調整上橋PWM脈寬實現，PWM頻率一般設置為18KHz以上。

當電機及控制器工作在某一相時（假設B相上管Q3和C相下管Q6），在每一個PWM周期內，有兩種工作狀態：

狀態1: Q3和Q6導通, 電流I1經Q3、電機線圈L、Q6、電流檢測電阻Rs流入地。

狀態2: Q3關斷, Q6導通, 電流I2流經電機線圈L、Q6、Q4，
此狀態稱為續流狀態。在狀態2中，如果Q4導通，則稱控制器為同步整流方式。如果Q4關斷，I2靠Q4體二極管流通，則稱為非同步整流工作方式。

流經電機線圈L的電流I1和I2之和稱為控制器相電流，流經電流檢測電阻Rs的平均電流I1稱為控制器的線電流，所以控制器的相電流要比控制器的線電流要大。

3. 功耗計算

控制器MOSFET的功率損耗隨著電機負載的加大而增加，當電機堵轉時，控制器的MOSFET損耗達到最大（假設控制器為全輸出時）。為了分析方便，我們假設電機堵轉時B相上管工作在PWM模式下，C相下管一直導通，B相下管為同步整流工作方式（見圖1）。電機堵轉時的波形如圖2-圖5所示。

功率損耗計算如下：

3.1 B相上管功率損耗：

3.1.1 B相上管開通損耗(t1-t2)，見圖2;

3.1.2 B相上管關斷損耗(t3-t4)，見圖3;

3.1.3 B相上管導通損耗(t5-t6)，見圖4;

B 相上管總損耗：

Phs(Bphase)=Phs(turn on)+Phs(turn off)+Phs(on)=5.1+3.75+7.5=16.35W

3.2 B相下管功率損耗：

3.2.1 B相下管續流損耗(t7-t8)，見圖5;

PLS(Bphase)=PLS(freewheel)=I2×Rds(on)×(1-D)=402×0.015×(1-20/64)=16.5 W

3.3 C相下管功率損耗

因為C相下管一直導通，所以功率損耗計算如下：

PLS(Cphase)=PLS (on) = I2×Rds(on) = 402×0.015 = 24 W

控制器的功率管總損耗為：

Ptatal=PHS(Bphase)+PLS(Bphase)+PLS(Cphase)=16.35+16.5+24=56.85

4. 熱模型

圖5為TO-220典型的安裝結構及熱模型。熱阻與電阻相似,所以我們可以將Rth(ja)看著幾個小的電阻串聯，從而有如下公式：

Rth(ja) = Rth(jc) + Rth(ch) + Rth(ha)

其中：
Rth(jc)--- 結點至MOSFET表面的熱阻
Rth(ch)---MOSFET表面至散熱器的熱阻
Rth(ha)---散熱器至環境的熱阻 (與散熱器的安裝方式有關)


圖6 熱阻模型
通常熱量從結點至散熱器是通過傳導方式進行的，從散熱器至環境是通過傳導和對流方式。Rth(jc)是由器件決定的,所以對一個系統，如果MOSFET已確定，為了獲得較小的熱阻我們可以選擇較好的熱傳導材料并且將MOSFET很好地安裝在散熱器上。

5. 穩態溫升的計算

從AOT430的數據手冊我們可以獲得如下參數：

Tjmax=175℃ Rth(jc)max = 0.56 ℃/W

5.1 電機運行時MOSFET結點至其表面的溫升計算(因為電機在運行時，上管和下管只有三分之一的時間工作，所以平均功率應除以3)：

5.1.1上管結點至功率管表面的穩態溫升

5.1.2下管結點至功率管表面的穩態溫升

5.2 電機堵轉時MOSFET結點至其表面的溫升計算

5.2.1 B相上管結點至功率管表面的穩態溫升

Tjc=Tj-Tc=Phs×Rth(jc)=16.35×0.56=9.2℃

5.2.2 B相下管結點至功率管表面的穩態溫升

Tjc=Tj-Tc=Pls×Rth(jc)=16.5×0.56=9.24℃

5.2.3 C相下管結點至功率管表面的穩態溫升

Tjc=Tj-Tc=PLS(Cphase)×Rth(jc)=24×0.56=13.44℃

由以上計算可知，在電機堵轉時控制器中一直導通的MOSFET（下管）的溫升最大，在設計時應重點考慮電機堵轉時的MOSFET溫升。

6. 選擇合適的導熱材料

圖7為SilPad系列導熱材料對TO-220封裝的導熱性能隨壓力變化的曲線。

圖7
6.1 導熱材料為SilPad-400，壓力為200psi時，其熱阻Rth(ch)為4.64 ℃/W。

則：Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×4.64=111℃

6.2 導熱材料為SilPad-900S，壓力為200psi時，其熱阻Rth(ch)為2.25℃/W。

則：Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×2.25=54℃

可見，不同的導熱材料對溫升的影響很大，為了降低MOSFET的結點溫升，我們可以選擇較好的熱傳導材料來獲得較好的熱傳導性能，從而達到我們的設計目標。